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自製電磁感應加熱器

作者:草莓视频下载電器 來源:www.tjjztd.com 日期:2018/4/12 11:33:38

串聯諧振2.5KW 鎖相環追頻ZVS,MOSFET全橋逆變;磁芯變壓器兩檔阻抗變換,水冷散熱,市電自耦調壓調功,母線過流保護。在開始製作之前,有必要明確一些基礎性原理及概念,這樣才不至於一頭霧水。

自製電磁感應加熱器

一、加熱機製:

1.1渦流,隻要是金屬物體處於交變磁場中,都會產生渦流,強大的高密度渦流能迅速使工件升溫。這個機製在所有電阻率不為無窮大的導體中均存在。

1.2感應環流,工件相當於一個短路的1匝線圈,與感應線圈構成一個空心變壓器,由於電流比等於匝比的反比,工件上的電流是感應線圈中電流的N(匝數)倍,強大的感應短路電流使工件迅速升溫。這個機製在任何導體中均存在,恒定磁通密度情況下,工件與磁場矢量正交的麵積越大,工件上感生的電流越大,效率越高。由此可看出,大磁通切割麵積的工件比小麵積的工件更容易獲得高溫。

1.3磁疇摩擦(在鐵磁體內存在著無數個線度約為10-4m的原本已經磁化了的小區域,這些小區域叫磁疇),鐵磁性物質的磁疇,在交變磁場的磁化與逆磁環作用下,劇烈摩擦,產生高溫。這個機製在鐵磁性物質中占主導。

由此可看出,不同材料的工件,因為加熱的機製不同,造成的加熱效果也不一樣。其中鐵磁物質三中機製都占,加熱效果好。鐵磁質加熱到居裏點以上時,轉為順磁性,磁疇機製減退甚至消失。這時隻能靠剩餘兩個機製繼續加熱。

當工件越過居裏點後,磁感應現 象減弱,線圈等效阻抗大幅下降,致使諧振回路電流增大。越過居裏點後,線圈電感量也跟著下降。LC回路的固有諧振頻率會發生變化。致使固定激勵方式的加熱器失諧而造成設備損壞或效率大減。

二、為什麽要采用諧振?應采用何種諧振?

2.1先回答個問題。我曾經以為隻要往感應加熱線圈中通入足夠強的電流,就成一台感應加熱設備了。也對此做了一個實驗。

實驗中確實有加熱效果,但是遠遠沒有達到電源的輸出功率應有的效果。這是為什麽呢,草莓视频下载來分析一下,顯然,對於固定的工件,加熱效果與逆變器實際輸出功率成正比。對於感應線圈,基本呈現純感性,也就是其間的電流變化永遠落後於兩端電壓的變化,也就是說電壓達到峰值的時候,電流還未達到峰值,功率因數很低。草莓视频下载知道,功率等於電壓波形與電流波形的重疊麵積,而在電感中,電流與電壓波形是錯開一個角度的,這時的重疊麵積很小,即便其中通過了巨大的電流,也是做無用功。這是如果單純的計算P=UI,得到的隻是無功功率。而對於電容,正好相反,其間的電流永遠超前於電壓變化。如果將電容與電感構成串聯或並聯諧振,一個超前,一個滯後,諧振時正好抵消掉。因此電容在這裏也叫功率補償電容。這時從激勵源來看,相當於向一個純阻性負載供電-好文章-,電流波形與電壓波形完全重合,輸出大的有功功率。這就是為什麽要采取串(並)補償電容構成諧振的主要原因。

2.2第二個問題,LC諧振有串聯諧振和並聯諧振,該采用什麽結構呢。

說得直白一點,並聯諧振回路,諧振電壓等於激勵源電壓,而槽路(TANK)中的電流等於激勵電流的Q倍。串聯諧振回路的槽路電流等於激勵源電流,而L,C兩端的電壓等於激勵源電壓的Q倍,各有千秋。

從電路結構來看:

對於恒壓源激勵(半橋,全橋),應該采用串聯諧振回路,因為供電電壓恒定,電流越大,輸出功率也就越大,對於串聯諧振電路,在諧振點時整個回路阻抗小,諧振電流也達到大值,輸出大功率。串聯諧振時,空載的回路Q值高,L,C兩端電壓較高,槽路電流白白浪費在回路電阻上,發熱巨大。

對於恒流源激勵(如單管電路),應采用並聯諧振,自由諧振時LC端電壓很高,因此能獲得很大功率。並聯諧振有個很重要的優點,就是空載時回路電流小,發熱功率也很小。值得一提的是,從實驗效果來看,同樣的諧振電容和加熱線圈,同樣的驅動功率,並聯諧振適合加熱體積較大的工件,串聯諧振適合加熱體積小的工件。

三、 製作過程

明白了以上原理後,可以著手打造草莓视频下载的感應加熱設備了。草莓视频下载製作的這個設備主要由調壓整流電源、鎖相環、死區時間發生器、GDT電路、MOS橋、阻抗變換變壓器、LC槽路以及散熱係統幾大部分組成。

草莓视频下载再來對構成係統的原理圖進行一些分析,如下:

槽路部分:

C1、C2、C3、L1以及T1的次(左側)共同構成了一個串聯諧振回路,因為變壓器次存在漏感,回路的走線也存在分布電感,所以實際諧振頻率要比單純用C1-C3容量與L1電感量計算的諧振頻率略低。圖中L1實際上為1uH,我將漏感分布電感等加在裏麵所以為1.3uH,參數諧振頻率為56.5KHz。

從逆變橋輸出的高頻方波激勵信號從J2-1輸入,通過隔直電容C4及單刀雙擲開關S1後進入T1的初,然後流經1:100電流

互感器後從J2-2回流進逆變橋。在這裏,C4單純作為隔直電容,不參與諧振 ,因此應選擇容量足夠大的無感無性電容,這裏選用CDE無感吸收電容1.7uF 400V五隻並聯以降低發熱。

S1的作用為阻抗變換比切換,當開關打到上麵觸點時,變壓器的匝比為 35:0.75,折合阻抗變比為2178:1;當開關打到下麵觸點時,變壓器匝比為24:0.75,折合阻抗變比為1024:1。為何要設置這個阻抗變比切換,主要基於以下原因。(1)鐵磁性工件的尺寸決定了整個串聯諧振回路的等效電阻,尺寸越大,等效電阻越大。(2)回路空載和帶載時等效電阻差別巨大,如果空載時變比過低,將造成逆變橋瞬間燒毀。

T2是T1初工作電流的取樣互感器,因為匝比為1:100,且負載電阻為100Ω,所以當電阻上電壓為1V時對應T1初電流為1A。該互感器應有足夠小的漏感且易於製作,宜采用鐵氧體磁罐製作,如無磁罐也可用磁環代替。在調試電路時,可通過示波器檢測J3兩端電壓的波形形狀和幅度而了解電路的工作狀態,頻率,電流等參數,亦可作為過流保護的取樣點。

J1端子輸出諧振電容兩端的電壓信號,當電路諧振時,電容電壓與T1次電壓存在90°相位差,將這個信號送入後續的PLL鎖相環,就可以自動調節時激勵頻率始終等於諧振頻率。且相位恒定。

L1,T1 線圈均采用紫銅管製作,工作中,線圈發熱嚴重,必須加入水冷措施以保證長時間安全工作。為保證良好的傳輸特性以及防止磁飽和,T1采用兩個 EE85磁芯疊合使用,在繞製線圈時需先用木板做一個比磁芯舌截麵稍微大點的模子,在上麵繞製好後脫模。

PLL鎖相環部分:

PLL是整個電路的核心,請自行查閱書籍或網絡。 以U1五端單片開關電源芯片LM2576-adj為核心的斬波穩壓開關電路為整個PLL板提供穩定的,功率強勁的電源。提供15V2A的穩定電壓。因為采用15V的VDD電源,芯片隻能采用CD40xx係列的CMOS器件,74係列的不能在此電壓下工作。

CD4046 鎖相環芯片的內部VCO振蕩信號從4腳輸出,一方麵送到U2為核心的死區時間發生器,用以驅動後電路。另一方麵回饋到CD4046的鑒相器輸入B端口3 腳。片內VCO的頻率範圍由R16、R16、W1、C13的值共同決定,如圖參數時,隨著VCO控製電壓0-15V變化,振蕩頻率在20KHz- 80KHz之間變化。

從諧振槽路Vcap接口J1送進來的電壓信號從J4接口輸入PLL板,經過R14,D2,D3構成的鉗位電路後,送入 CD4046的鑒相器輸入A端口14腳。這裏要注意的是,Vcap電壓的相位要倒相輸入,才能形成負反饋。D2,D3宜采用低結電容的檢波管或開關管如 1N4148、1N60之類。

C7、C12為CD4046的電源退耦,旁路掉電源中的高頻分量,使其穩定工作。

現在說說工作流程,草莓视频下载選用的是CD4046內的鑒相器1(XOR異或門)。對於鑒相器1,當兩個輸人端信號Ui、Uo的電平狀態相異時(即一個高電平,一個為低電平),輸出端信號UΨ為高電平;反之,Ui、Uo電平狀態相同時(即兩個均為高,或均為低電平),UΨ輸出為低電平。當Ui、Uo的相位差Δφ在0°-180°範圍內變化時,UΨ的脈衝寬度m亦隨之改變,即占空比亦在改變。從比較器Ⅰ的輸入和輸出信號的波形可知,其輸出信號的頻率等於輸入信號頻率的兩倍,並且與兩個輸入信號之間的中心頻率保持90°相移。從圖中還可知,fout不一定是對稱波形。對相位比較器Ⅰ,它要求Ui、Uo的占空比均為50%(即方波),這樣才能使鎖定範圍為大。

當14腳與3腳之間的相位差發生變化時,2腳輸出的脈寬也跟著變化,2腳的PWM信號經過U4為核心的有源低通濾波器後得到一個較為平滑的直流電平,將這個直流電平作為VCO的控製電壓,就能形成負反饋,將VCO的輸出信號與14腳的輸入信號鎖定為相同頻率,固定相位差。

關於死區發生器,本電路中,以U2 CD4001四2輸入端與非門和外圍R8,R8,C10,C11共同組成,利用了RC充放電的延遲時間,將實時信號與延遲後的信號做與運算,得到一個合適的死區。死區時間大小由R8,R8,C10,C11共同決定。如圖參數,為1.6uS左右。在實際設計安裝的時候,C10或C11應使用68pF的瓷片電容與5-45pF的可調電容並聯,以方便調整兩組驅動波形的死區對稱性。

關於輸出,從死區時間發生器輸出的電平信號,僅有微弱的驅動能力,草莓视频下载必須將其輸出功率放大到一定程度才能有效地推動後續的GDT(門驅動變壓器)部分,Q1-Q8構成了雙性射跟隨器,俗稱圖騰柱,將較高的輸入阻抗變換為低的輸出阻抗,適合驅動功率負載。 R10.R11為上拉電阻,增強CD4001輸出的“1”電平的強度。有人會問設計兩圖騰是否多餘,我開始也這麽認為,試驗時單用一 TIP41,TIP42為圖騰輸出,測試後發現高電平平頂斜降帶載後比較嚴重,分析為此型號晶體管的hFE過低引起,增加前8050/8550推動後,平頂斜降消失。

GDT門驅動電路:

MOSFET的門驅動電路,采用GDT驅動的好處就是即便驅動出問題,也不可能出現共態導通激勵電平。

留適當的死區時間,這個電路死區大到1.6uS。而且MOSFET開關迅速,沒有IGBT的拖尾,很難炸管。而且MOS的米勒效應小很多。

電路處於ZVS狀態,管子2KW下工作基本不發熱,熱擊穿不複存在。

從PLL板輸出的兩路倒相驅動信號,從GDT板的J1,J4接口輸入,經過C1-C4隔直後送入脈衝隔離變壓器T1-T4。R5,R6的存在,降低了隔直電容與變壓器初的振蕩Q值,起到減少過衝和振鈴的作用。從脈衝變壓器輸出的±15V的浮地脈衝,通過R1-R4限流緩衝(延長對Cgs的充電時間,減緩開通斜率)後,齊納二管ZD1-ZD8對脈衝進行雙向鉗位,後經由J2,J3,J5,J6端子輸出到四個MOS管的GS。這裏因為關斷期間為 -15V電壓,即便有少量的電平抖動也不會使MOS管異常開通,造成共態導通。注意,J2,J3用以驅動一個對角的MOS管,J5,J6用於驅動另一個對角的mos管。 為了有效利用之前PLL板輸出的功率以及減小驅動板高度,這裏采用4隻脈衝變壓器分別對4支管子進行驅動。脈衝變壓器T1- T4均采用EE19磁芯,不開氣隙,初次均用0.33mm漆包線繞製30T,為提高繞組間耐壓起見,並未 采用雙線並繞。而是先繞初,用耐高溫膠帶3 層緣後再繞次,采用密繞方式,注意圖中+,-號表示的同名端。C1-C4均采用CBB無性電容。其餘按電路參數。

電源部分:

市電電壓經過自耦調壓器後從J2輸入,經過B1全波整流後送入C1-C4進行濾波。為了在MOS橋開關期間,保持母線電壓恒定(恒壓源),故沒有加入濾波電感。C1,C2為MKP電容,主要作用為全橋鉗位過程期間的逆向突波吸收。整流濾波後的脈動直流從 J1輸出。

全橋部分:

MOSFET橋電路結構比較簡單,不再贅述。強調一下,各個MOS管的GS到GDT板之間的引線,盡可能一樣長,但應小於250px。必須采用雙絞線。MOS管的選取應遵循以下要求:開關時間小於100nS、耐壓高於500V、內部自帶阻尼二管、電流大於 20A、耗散功率大於150W。

四、散熱係統

槽路部分的阻抗變換變壓器次以及感應線圈部分,在滿功率輸出時,流經的電流達到500A之巨,如果沒有強有力的冷卻措施,將在短時間內過熱燒毀。

該係統宜采用水冷措施,利用銅管本身作為水流通路。泵采用隔膜泵,一是能自吸,二是壓力高。電路采用的是國產普蘭迪隔膜泵,輸出壓力達到0.6MPa,輕鬆在3mm內徑的銅管中實現大流量水冷。

五、組裝

組裝注意GDT部分,輸出端口的1腳接G,2腳接S,雙絞線長度小於250px。

六、調試

該電路的調試比較簡單,主要分以下幾個步驟進行。

1. PLL板整體功能檢測。電路組裝好後,先斷開高壓電源,將PLL板JP1跳線的2,3腳短路,使VCO輸出固定頻率的方波。然後用示波器分別檢測四個MOS管的GS電壓,看是否滿足相位和幅度要求。對角的波形同相,同一臂的波形反相。幅度為±15V。如果此步驟無問題,進行下一步。如果波形相位異常,檢測雙絞線連接是否有誤。

2.死區時間對稱性調整。用示波器監測同一臂的兩個MOS的GS電壓,調節PLL板C10或C11並聯的可調電容,使兩個MOS的GS電壓的高電平寬度基本一致即可。死區時間差異過大的話,容易造成在振蕩的前幾個周期內,就造成磁芯的累計偏磁而發生飽和炸管,隔直電容能減輕這一情況。

3. VCO 中心頻率調整。PLL環路中,VCO的中心頻率在諧振頻率附近時,能獲得大的跟蹤捕捉範圍,因此有必要進行一個調整。槽路部分S1切換到上方觸點,PLL板JP1跳線的2,3腳短路,使VCO控製電壓處於0.5VCC,W2置於中點。通過自耦調壓器將高壓輸入調節在30VAC。用萬用表交流電流檔監測高壓輸入電流,同時用示波器監測槽路部分J3接口電壓,緩慢調節PLL板的W1,使J3電壓為標準正弦波。此時,電流表的示數也為大值。這時諧振頻率與VCO中心頻率基本相等。電流波形標準正弦波,與驅動波形滯後200nS左右。


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